设计DC-DC转换器时，应仔细选择FET、电感、电流检测电阻和输出电容等元件，以匹配所需的输出电压纹波和瞬态性能。在设计功率级之后，闭合环路也很重要。DC-DC电源包含一个使用误差放大器(EA)的负反馈环路。在负反馈系统中传播的信号可能会在其路径中遇到极点和零点。单个极点会使信号相位减小约90°，并使增益斜率减小-20 dB/Dec，而单个零点会使相位增加约90°，并使增益提高+20 dB/Dec。如果信号的相位减小-180°，则负反馈环路可能变成正反馈环路并发生振荡。保持环路稳定并避免振荡是电源的设计准则。
测试DC-DC稳定性的方法有两种。第一种是频率响应分析(FRA)，此方法将会创建波特图。第二种方法是时域分析，此方法将会使负载电流发生瞬变，并可观察到输出电压的欠冲和过冲响应。为了实现稳定的设计，应确保避免相位降低-180°的情况，并保持相位裕量(PM)大于45°。相位裕量为60°是较为理想的情况。当电源设计的带宽(BW)较宽时，器件对电流负载变化的响应会更快。电源的带宽是0 dB增益与频率轴交点的频率。该频率也称为交越频率Fc，可观察到其相位高于45°。DC-DC转换器的带宽是其开关频率Fsw的导数，通常在Fsw/10 < Fc < Fsw/5的范围内。越趋近于Fsw/5则意味着带宽越宽，实现起来也会更难。带宽越宽，相位越低，因此需进行设计权衡。增益裕量(GM)是指Fsw/2和–180°处的负增益，-8 dB或更高的值将能很好地衰减可能的开关噪声，或减小相移-180°时的增益可能性。我们希望以-20 dB/Dec的斜率穿过0 dB点。
(资料图片仅供参考)
图1.波特图，显示了带宽、相位、增益裕量和0 dB时的交越频率Fc
图2.电源带宽越宽，器件对电流负载变化的响应越快
功率级LC滤波器是指给定拓扑（降压、升压等）的电感和等效输出电容。各种拓扑常用的架构有两种：电压模式(VM)和电流模式(CM)。VM架构和CM架构中的同一LC滤波器会产生不同行为。简单说来，用于VM架构的LC滤波器会增加两个极点。CM架构额外包含一个电流检测反馈路径，有助于消除LC滤波器的双极点。VM架构则难以做出补偿，因为LC双极点需要更多的零点来抵消双极点效应，因此需要更多元件。
图4.简化VM降压LC滤波器行为的仿真结果
图5.电压控制电流源用作CM降压的模型；ESR为步进式LC滤波器会导致相位损失。补偿网络用于补偿相位，通过向环路添加极点和零点，可抵消LC滤波器引起的相位滞后/超前和增益变化。
CM架构补偿器称为2型补偿器。图7所示为2型补偿器。AD8038为EA，R2、R3为反馈电阻，R4为电阻，V1通过R4将频率注入环路以执行FRA。补偿网络由R1、C1和C2组成。
图7.LTspice中的2型补偿器模型
图8.2型补偿器仿真结果、极点/零点位置和斜率变化
在VM架构中，补偿器有一个额外的极点/零点组合，可抵消LC滤波器的额外相位损失。图9显示了用于VM架构的3型补偿器网络，图10显示了其频率响应。
图9.VM架构补偿器，也称为3型补偿器
C3和R5是与顶部反馈电阻R3并联的两个附加元件。3型补偿器的极点和零点位置为：
请注意，Fz1(EA)和Fz2被置于同一频率。有时会使用类似3型的补偿方案，即在顶部反馈电阻上设计单个电容，以剔除高频极点，补偿器斜率将继续保持在0 dB。
一种闭合环路的方法是让LC滤波器极点/零点的时间常数与补偿器零点/极点的时间常数一致，这样就可以实现相互抵消，并提供总计-20 dB/Dec的增益斜率。
图11.调整对齐VM和CM中LC滤波器与补偿器的极点和零点
图12.LTC3981 28 V至5 V/6 A设计原理图，其中补偿网络未对齐
LTC3891是一款CM控制器，用于将28 V降压至5 V/6 A。ITH引脚上的补偿网络与等效输出电容及其总ESR不一致，导致在瞬态负载测试中出现振荡。输出端测得的开关频率为23 kHz，而不是预期的500 kHz。
将功率级和补偿器这两个电路组合在一起，形成一个模拟CM架构闭环行为的线性电路。
图14.线性电路模拟CM稳压器，补偿网络未对齐
图15.线性模型的仿真结果，使用放大器作为误差放大器，常数不一致
G1是电压控制电流源。其值为6，意味着如果G1正输入端的电压为1 V，则其输出端将提供6 A电流。该电路的频率响在不同速率下显示不同的斜率变化，0 dB交越频率处的相位为25°。因此，时域中存在振荡。
为使时间常数一致，我们首先需要知道功率级的CEQ、ESREQ和RLOAD。
R1由设计人员选择；这里选择R1 = 11.5 kΩ，与R3相同。R1 × C1(z) = CEQ× RLOAD(p)。求解C1：
图16.极点/零点调整对齐后，使用放大器作为EA的线性模型
CEQ× ESREQ(Z) = R1 × C3 (P)，补偿器极点的时间常数由R1 × C3决定。求解C3：
使用此平均模型时，正确仿真结果显示-20 dB/Dec的斜率和90°的相位。如果结果不同，则需要验证计算。
使用运算放大器作为EA的缺点之一在于无法正确预测带宽。尽管如此，此方法仍然非常实用，可帮助验证一致计算。可以通过增加R1电阻值来提高带宽。如果R1增加，则补偿器电容需要按相同比例减小，以保持时间常数一致。R1不可无限制地增加，因为增益越高，0 dB时的相位裕量越低。当时间常数一致时，相位将始终保持为90°。需要利用IC开关模型验证计算值，然后还需进行瞬态响应基准测试。
图17.极点/零点调整对齐后得到的结果，斜率为-20 dB/Dec，90°高相位值
图18.ITH引脚上的补偿网络与输出LC滤波器保持一致
用另一个电压控制电流源替代运算放大器，可以简化该线性模型，并提升其准确率。LTC3891数据手册提供了跨导值，1.2 V下gm = 2 mmho。G1正输入为1 V，因此新的电流值将为7.2，因为7.2 A/1.2 V = 6 A/V。新电路（图20）的仿真如图21所示，预测带宽将为46 kHz。
图20.更为简单的对齐电路，使用了G2作为误差放大器，其相应的gm值取自数据手册
RHPZ零点会增加20 dB的增益，并使相位减小约90°，因此无法进行补偿。对于在连续导通模式下工作的升压、降压-升压和sepic等拓扑，这个零点会限制带宽。RHPZ的频率位置计算如下：
图21.使用G2作为EA的更简单电路模型可提供更宽的带宽
图22.图18中LTC3891设计的LTpowerCAD结果
LTC3533是一款VM架构降压-升压型稳压器。在升压模式下，其RHPZ将成为限制因素。当输入为2.4 V的VIN(MIN)时，LTC3533演示板配置为3.3 V/1.5 A。在这种情况下，占空比D将为D = (Vo – VIN)/ Vo = (3.3 – 2.4)/3.3 ≈ 0.27。RLOAD= VOUT/IOUT = 3.3/1.5 = 2.2 Ω。
RHPZ位置可以通过以下任一公式求得：
闭合环路的安全位置将是在8.4 kHz。Rt设置开关频率Fsw = 1 MHz。请注意，由于缺少RFF，此补偿是类似3型的补偿，因此Cff不会产生额外的高频极点。
极点和零点的位置为：
LC滤波器的双极点位置在15.65 kHz。两个零点Fz1和FzCff集中在一起，频率约为9 kHz，以抵消LC滤波器的极点。此外，LC滤波器在967 kHz处形成的零点的影响被896 kHz处的极点抵消。
图23.LTC3533演示板原理图
图24.使用运算放大器作为EA的VM架构的一阶模型；LTC3533演示板值
图25.使用电压控制电压源的VM控制的更简单电路
图26.两个电路的仿真结果
使用运算放大器作为EA的VM架构的平均LTspice电路，可用来检查极点和零点的对齐情况。通过将电压控制电压源用作EA，可以进一步简化电路。其增益值源自数据手册中指定的误差放大器AVOL，即80 dB。80 dB = 20log10000。因此在仿真中取用了10000。两种电路的仿真提供了非常相似的解决方案。带宽没有像CM电路仿真中那样变化。增益非常相似，相位预测值为90°，但这仅说明了可以进行正确对齐。输出端有一个188 μF附加电容和一个0.2 Ω电阻。如图4所示，电压模式LC滤波器可以产生高Q，尤其是当ESR和DCR的值较低时。为确保LC滤波器具有适当的阻尼，需在输出端额外添加一个RC，具体计算如下：
LTspice电路仿真为验证补偿网络的计算提供了一种高效可靠的方法。虽然所讨论的线性模型不包括电流检测元件、信号增益或RHPZ信息，但仿真速度快和兼容各种DC-DC拓扑的优势将能让相关设计人员大受裨益。此外，如果获得的结果正确，输出将显示-20 dB/Dec的增益斜率和大约90°的相位。
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